Splitter之十二：无隔离宽带功分器的另类拓扑

在上一篇文章032中仿真了左边的拓扑结构：

其实右边的拓扑结构也是无隔离宽带等功分器，性能指标完全一致，有较多优点，只有一个缺点：

按照文章029和文章032类似的步骤做仿真设计（略），本文直接给出ADS的完整电路模型和仿真结果：

可以看出功率分配比、回波损耗指标都较好。

最细的微带线都有43mil。

大家有没有注意到，上面的电路图，没有ADS专用的T形节？因为岛主发现增加这个T形节之后，有时候指标变差了。其实ADS只是做为原理性的仿真，指标差不多了，就应该转到HFSS中去做PCB版图仿真——岛主HFSS用得熟练，所以不习惯用ADS仿真版图。

这个T形节在PCB上是确定存在的，通过HFSS的电磁仿真来全盘考虑所有的分布参数，包括这个T形节的分布参数。

要解决上一篇文章032的遗留问题：等功分比指标出现纹波、3.358mil线宽的高阻抗微带线。

高阻抗微带线来源于150欧→50欧的多节宽带阻抗变换器中的第一节。

大家肯定会想到，尽量不用150欧这么高的阻抗就可以了。能否只用100欧来做变换，答案是可以的，但是需要串联一个50欧纯电阻。

这样一来，P2的功率也减小了1/3。功率分配比就变成了K² = 2*(100/(100+50)) = 3了。显然不符合原指标功率分配比K²=2的要求。

如果在增加串联电阻Rs的同时，再更新多节阻抗变换器的阻抗变换比，是不是可以把这个功率分配比调整过来？

于是就有了下面这个拓扑结构：

根据指标要求，可以列出两个方程组：

T形节的阻抗匹配：Z0 = (Z2e+Rs) // Z2e

T形节功率与阻抗呈反比，再用串联电阻分功率的公式，就得到：P3/P2 = K² = ((Rs+Z2e)/Z2e)²

这两个公式看起来似乎简单，但解起来有点复杂。

做为工程派，野蛮无罪，偷懒有理，还不如直接用鼠标点几下建个模型，再用优化算法得到方程组的解：

设置两个GOAL，其中一个优化T形节阻抗匹配dB(S(1,1))指标在-40dB以内。另一个优化功率分配比指标dB(S(1,3))-dB(S(1,2))在3.00~3.02dB之间。

设置等效阻抗Z2e和串联电阻值Rs。

优化结果显示在上图VAR控件中。

说明需要两个90.9157欧变换到50欧的多节宽带阻抗变换器，可根据《029_野蛮优化多节阶梯阻抗变换器》中的方法优化设计出来，也采用8节。最后得到完整的电路模型（略）。

岛主直接画出完整电路模型，偷懒较彻底，午休前设置好参数，人停机不停，CPU算力不浪费，午休后得到如下图所示的优化结果：

最细的微带线线宽是18.309mil。串联电阻值33.893欧。

再看回波损耗、功率分配比指标：

回波损耗指标良好，这么好的回波损耗指标（带宽甚至扩展到接近19GHz）太浪费了，可以试试牺牲一点点，匀点资源到阻抗变换器的节数上？例如减少到7节试试看？（略，有兴趣的同学可以试试看）

功率分配比的纹波从+/-0.5dB降为+/-0.1dB。

此备用方案有一个缺点，在于串联电阻Rs的功率容量。根据《004_微带线上的RLC最佳封装》中所说的，微带线宽与串联电阻的最佳封装宽度之比约0.8倍时分布参数最接近微带线本身分布参数。那么宽度为18.309mil微带线上串联电阻的最佳封装是0402，功率容量1/16W。

ü 无隔离的超宽带功分器拓扑结构可以有很多种，具体问题具体分析；

ü 射频无源器件的设计，可以牺牲某些不重要的指标，以改善重要指标，在优缺点之间互相转化；

ü 经过优化无隔离宽带功分器的拓扑结构，成功地将难加工的细线3.358mil线宽改善为易于加工的18.309mil粗线，而且将功率分配纹波从+/-0.5dB改善到+/-0.1dB。

原文始发于微信公众号（看图说RF）：033_Splitter之十二：无隔离宽带功分器的另类拓扑

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